ハーフブリッジ共振コンバータとハーフブリッジ フライバック コンバータの比較
スイッチング電源の発展に伴い、ソフトスイッチング技術が広く開発・応用され、主にPFM型ソフトスイッチングトポロジーやPWM型ソフトスイッチングトポロジーなど、多くの高効率回路トポロジーが研究されています。
近年、第 3 世代半導体デバイス GAN の普及と PD 電源の継続的な開発により、電力変換器の開発に新たな機会が与えられています。ハーフブリッジコンバータの場合、適切に設計されていればソフトスイッチング変換を実現できるため、スイッチング電源の効率が向上し、電源のサイズが大幅に縮小されます。
1 2 つのコンバータの動作原理
1.1 ハーフブリッジ フライバック コンバータ
図 1 と図 2 は、それぞれハーフブリッジ フライバック コンバータの回路図と動作波形を示しています。
図 1 には、2 つの相補制御パワー MOSFET (S1 および S2) が含まれています。S1 のデューティ サイクルは D、S2 のデューティ サイクルは (1-D) です。 DCブロッキングコンデンサCr。S2がオンになったときにその電圧が電源として使用されます。センタータップの変圧器 Tr は、一次巻数が Np、二次巻数が Ns です。出力整流ダイオードD1。出力フィルタコンデンサCout。出力整流管のピーク吸収抵抗とコンデンサ R1 および C1。
回路図からわかるように、ハーフブリッジ フライバック コンバータの一次部分は従来の非対称ハーフブリッジ (AHB) コンバータと同じであり、二次部分はフライバック コンバータと同じです。ハーフブリッジ フライバック コンバータの定常状態の動作原理は次のとおりです。
1) S1 がオン、S2 がオフの場合、トランスの一次側には順方向電圧がかかり、二次側 Ns は動作しません。ダイオードD1は遮断されます。変圧器はエネルギーを蓄えます。
2) S2 がオン、S1 がオフになると、直流阻止コンデンサ Cr の電圧がトランスの一次側に印加され、二次側 Ns2 が働き、ダイオード D1 がオンします。
図 2 では、n1=Np/Ns、および n1=n です。回路を解析すると、ハーフブリッジ フライバック コンバータのデューティ サイクル D の計算式が得られます。
ハーフブリッジ共振コンバータは、一般に LLC 共振コンバータと呼ばれます。図3と図4にそれぞれハーフブリッジ共振コンバータの回路図と動作波形を示します。
図 3 には 2 つのパワー MOSFET (S1 と S2) があり、どちらもデューティ サイクルは 0.5 です。共振コンデンサCr、二次側の等巻数のセンタータップトランスTr、Trの漏れインダクタンスLk、励磁インダクタンスLm。 Lm も一定期間では共振インダクタになります。したがって、ハーフブリッジ共振コンバータの共振素子は主に上記３つの共振素子、すなわち共振コンデンサCr、インダクタLk、励磁インダクタLmから構成される。ハーフブリッジ全波整流ダイオード D1 および D2、および出力コンデンサ Cout。
1)〔t1, t2〕 t=t1 のとき、S2 はオフになり、S1 の電圧がゼロになるまで共振電流によって S1 の寄生容量が放電され、その後 S1 のボディダイオードがオンになります。この段階では、D1 がオンになり、Lm の電圧が出力電圧によってクランプされるため、Lk と Cr のみが共振に参加します。
2)〔t2, t3〕t=t2 のとき、S1 はゼロ電圧条件でオンし、トランスの一次側には順方向電圧がかかります。 D1 はオンを継続し、S2 と D2 はオフになります。このとき、CrとLkは共振に参加するが、Lmは共振に参加しない。
3)〔t3,t4〕t=t3 のとき、S1 は ON のままですが、D1、D2 は OFF となり、Tr の 2 次側は回路から切り離されます。このとき、Ｌｍ、Ｌｋ、Ｃｒは共に共振に参加する。実際の回路では、Lm は Lk よりもはるかに大きいため、この段階では励磁電流と共振電流は変化しないと考えられます。
4)〔t4, t5〕 t=t4 のとき、S1 はオフになり、S2 の電圧がゼロになるまで共振電流によって S2 の寄生容量が放電され、その後 S2 のボディダイオードがオンになります。この段階では、D2 がオンになり、Lm の電圧が出力電圧によってクランプされます。したがって、Lk と Cr のみが共振に参加します。
5)〔t5、t6〕t=t5のとき、電圧ゼロの状態でS2がオンし、Trの一次側に逆電圧がかかります。 D2 は引き続きオンになりますが、S1 と D1 はオフになります。このとき、Cr と Lk のみが共振に関与し、Lm の電圧は出力電圧によってクランプされ、共振には関与しません。
6)〔t6, t7〕 t=t6 のとき、S2 は ON のままですが、D1、D2 は OFF となり、Tr の 2 次側は回路から切り離されます。このとき、Lm、Lk、Crは共に共振に参加します。実際の回路では、Lm は Lk よりもはるかに大きくなります。したがって、この段階では励磁電流と共振電流は変化しないと考えてよい。
上記の詳細な分析を通じて、これら 2 種類のソフト スイッチング コンバータの動作原理と特性をある程度理解しました。以下では、それらの違いを比較して、理解をさらに深めます。
2 2 つのコンバータの違いの比較
ハーフブリッジ フライバック コンバータとハーフブリッジ共振コンバータはどちらもソフト スイッチング コンバータですが、この 2 つの間には本質的な違いがあります。ハーフブリッジ フライバック コンバータは PWM タイプですが、ハーフブリッジ共振コンバータは PFM タイプです。したがって、制御方法、二次整流管の電圧ストレス、一次側の電流ストレスに大きな違いがあります。これらの違いについては、以下で詳しく分析します。
2.1 制御方式の比較
ハーフブリッジ フライバック コンバータは、スイッチ管のデューティ サイクルを調整することで出力電圧を調整します。入力電圧の変動範囲が比較的大きい場合、スイッチ管のデューティ サイクルの変動範囲も比較的大きくなります。理論的には、ハーフブリッジ フライバック コンバータのデューティ サイクルは 0.5 を超えることができるため、より広い入力電圧範囲に適応できます。したがって、ハーフブリッジ フライバック コンバータの電源オフ メンテナンス時間特性は比較的良好であり、電源オフ メンテナンス時間に対する要求が比較的高い場合に広く使用できます。
ハーフブリッジ フライバック コンバータと比較すると、ハーフブリッジ共振コンバータはスイッチング周波数を調整することによって出力電圧を調整します。つまり、異なる入力電圧の下でもデューティ サイクルは変わりません。理論的には、ハーフブリッジ共振コンバータのデューティ サイクルは 0.5 を超えません。したがって、ハーフブリッジフライバックコンバータに比べて入力電圧範囲が比較的狭く、パワーオフ維持時間特性も比較的劣ります。
2.2 二次整流器の電圧ストレスの比較
ハーフブリッジ フライバック コンバータの動作原理を分析することにより、二次ダイオードにかかる電圧ストレスの計算方法は、次の式で示すように得られます。
このようにして、入力電圧が変化したときの二次ダイオード電圧の変化を把握することができます。
図5は、出力電圧が48Vの場合の2次整流器の電圧の変化を示しています。入力電圧が比較的高い場合、D1 の電圧も比較的高くなります。したがって、D1 には比較的耐圧の高いダイオードを使用する必要があり、回路損失と材料コストが増加します。
同じ条件下では、ハーフブリッジ共振コンバータの二次ダイオードの電圧ストレスは、ハーフブリッジ共振コンバータの二次ダイオードの電圧ストレスが出力電圧の 2 倍であるため、ハーフブリッジ共振コンバータの二次ダイオードの電圧ストレスはハーフブリッジ フライバック コンバータの電圧ストレスよりもはるかに小さくなります。したがって、ハーフブリッジ共振コンバータでは比較的耐圧の低いダイオードを選択できるため、回路の効率が向上し、材料コストが削減されます。
2.3 二次ダイオードのターンオンの比較
ハーフブリッジ フライバック コンバータの分析から、その二次ダイオードがハードオンであり、損失が比較的大きいことがわかります。一方、ハーフブリッジ共振コンバータの分析から、その二次ダイオードはゼロ電流スイッチであり、損失が比較的小さいことがわかり、コンバータの効率を向上させることができます。したがって、理論上、ハーフブリッジ フライバック コンバータの全体効率は、ハーフブリッジ共振コンバータよりもわずかに悪くなります (それでも、他のコンバータよりははるかに優れています)。
2.4 その他の側面
まず、ハーフブリッジ フライバック コンバータでは、上部スイッチと下部スイッチのデューティ サイクルが相補的であるため、ハーフブリッジ フライバック コンバータのトランスには DC バイアス現象が発生します。一方、ハーフブリッジ共振コンバータでは、上部スイッチと下部スイッチのデューティ サイクルが等しいため、ハーフブリッジ共振コンバータのトランスには DC バイアス現象が発生しません。
第二に、ハーフブリッジ共振コンバータは、スイッチ管の動作周波数を調整することによって出力電圧を調整するため、ハーフブリッジ共振コンバータの場合、同期整流制御を実現することがより複雑になります。一方、ハーフブリッジ フライバック コンバータはスイッチ管のデューティ サイクルを調整することで出力電圧を調整するため、ハーフブリッジ フライバック コンバータの場合、同期整流制御を実現するのは比較的簡単です。
2.5 現在のストレス
ハーフブリッジ共振コンバータの分析を通じて、その電流ストレスが比較的高く、出力電流リップルが比較的大きいことがわかります。一方、ハーフブリッジ フライバック コンバータでは、電流ストレスは比較的低く、出力電流リップルは比較的小さくなります。
2.6 出力電圧範囲
ハーフブリッジ フライバック コンバータの制御原理を分析すると、ハーフブリッジ フライバック コンバータの出力電圧範囲が広いのに対し、ハーフブリッジ共振コンバータの出力電圧範囲は非常に狭いことがわかります。したがって、複数の出力電圧を備えたPD電源の分野では、ハーフブリッジフライバックコンバータの方が適しており、DC/DCコンバータを省略できます。
3 結論
ハーフブリッジフライバックコンバータとハーフブリッジ共振コンバータの分析と研究、およびそれらの制御方法、二次整流器の電圧ストレスと二次開度の比較を通じて、ハーフブリッジ共振コンバータが高効率電源の開発要求により適していることがわかります。一方、ハーフブリッジ フライバック コンバータは PD 電源分野により適しています。
