하프 브리지 공진 변환기와 하프 브리지 플라이백 변환기 비교
스위칭 전원장치의 발전과 함께 소프트 스위칭 기술이 널리 개발 및 적용되고 있으며, PFM형 소프트 스위칭 토폴로지와 PWM형 소프트 스위칭 토폴로지를 중심으로 많은 고효율 회로 토폴로지가 연구되고 있다.
최근에는 3세대 반도체 소자 GAN의 폭넓은 적용과 PD 전원의 지속적인 개발로 전력변환기 개발에 또 다른 기회를 제공하고 있다. 하프 브리지 컨버터의 경우 적절하게 설계하면 소프트 스위칭 변환이 가능하므로 스위칭 전원 공급 장치의 효율성이 높아지고 전원 공급 장치의 크기가 크게 줄어듭니다.
1 두 변환기의 작동 원리
1.1 하프 브리지 플라이백 컨버터
그림 1과 그림 2는 각각 하프 브리지 플라이백 컨버터의 회로도와 작동 파형을 보여줍니다.
그림 1에는 2개의 상보 제어 전력 MOSFET(S1 및 S2)이 포함되어 있습니다. 여기서 S1의 듀티 사이클은 D이고 S2의 듀티 사이클은 (1-D)입니다. S2가 턴온될 때 전압이 전원으로 사용되는 DC 차단 커패시터 Cr; 1차 권선이 Np이고 2차 권선이 Ns인 중앙 탭 변압기 Tr; 출력 정류기 다이오드 D1; 출력 필터 커패시터 Cout; 출력 정류관 피크 흡수 저항기 및 커패시터 R1 및 C1.
회로도에서 볼 수 있듯이 하프 브리지 플라이백 컨버터의 주요 부분은 기존 AHB(비대칭 하프 브리지) 컨버터와 동일하고 보조 부분은 플라이백 컨버터와 동일합니다. 하프 브리지 플라이백 컨버터의 정상 상태 작동 원리는 다음과 같습니다.
1) S1이 켜지고 S2가 꺼지면 변압기의 1차측에 순방향 전압이 가해지며 2차측 Ns는 작동하지 않습니다. 다이오드 D1이 차단됩니다. 변압기는 에너지를 저장합니다.
2) S2가 ON되고 S1이 OFF되면 DC 차단 커패시터 Cr의 전압이 트랜스포머의 1차측에 인가되어 2차측 Ns2가 작동하여 다이오드 D1이 ON된다.
그림 2에서 n1=Np/Ns, n1=n입니다. 회로를 분석하면 하프 브리지 플라이백 컨버터의 듀티 사이클 D에 대한 계산 공식을 얻을 수 있습니다.
하프 브리지 공진 변환기는 일반적으로 LLC 공진 변환기라고 합니다. 그림 3과 4는 각각 하프 브리지 공진형 컨버터의 회로도와 동작 파형을 보여줍니다.
그림 3에는 2개의 전력 MOSFET(S1 및 S2)이 있으며 둘 다 듀티 사이클이 0.5입니다. 공진 커패시터 Cr, 2차측에 동일한 권선을 갖는 중앙 탭 트랜스포머 Tr, Tr의 누설 인덕턴스 Lk 및 여자 인덕턴스 Lm. Lm은 일정 기간 동안 공진 인덕터이기도 합니다. 따라서 하프 브리지 공진 변환기의 공진 요소는 주로 위의 세 가지 공진 요소, 즉 공진 커패시터 Cr, 인덕터 Lk 및 여자 인덕터 Lm으로 구성됩니다. 하프 브리지 전파 정류기 다이오드 D1 및 D2 및 출력 커패시터 Cout.
1)[t1, t2] t=t1일 때 S2는 꺼지고 공진 전류는 S1의 전압이 0이 될 때까지 S1의 기생 용량을 방전시킨 후 S1의 바디 다이오드를 켜게 된다. 이 단계에서는 D1이 켜지고 Lm의 전압이 출력 전압에 의해 고정되므로 Lk와 Cr만 공진에 참여합니다.
2)[t2, t3] t=t2일 때 S1은 전압이 0인 조건에서 ON되고, 변압기의 1차측에는 순방향 전압이 인가된다. D1은 계속 켜져 있고 S2와 D2는 꺼집니다. 이때 Cr과 Lk는 공명에 참여하고, Lm은 공명에 참여하지 않는다.
3)[t3, t4] t=t3일 때 S1은 여전히 ON 상태이고, D1과 D2는 OFF 상태이며, Tr의 2차측은 회로에서 분리된다. 이때 Lm, Lk, Cr이 함께 공명에 참여하게 된다. 실제 회로에서는 Lm이 Lk보다 훨씬 크기 때문에 이 단계에서는 여자 전류와 공진 전류가 변하지 않는다고 볼 수 있다.
4)[t4, t5] t=t4일 때 S1은 꺼지고 공진 전류는 S2의 전압이 0이 될 때까지 S2의 기생 용량을 방전시킨 후 S2의 바디 다이오드가 켜진다. 이 단계에서는 D2가 켜지고 Lm의 전압이 출력 전압에 의해 고정됩니다. 따라서 Lk와 Cr만이 공명에 참여합니다.
5)[t5, t6] t=t5일 때, S2는 전압이 0인 조건에서 ON되고, Tr의 1차측에는 역전압이 인가된다. D2는 계속 켜져 있고 S1과 D1은 꺼집니다. 이때 Cr과 Lk만 공진에 참여하고, Lm의 전압은 출력전압에 의해 클램핑되어 공진에 참여하지 않습니다.
6)[t6, t7] t=t6일 때 S2는 여전히 ON 상태이고 D1과 D2는 OFF 상태이며 Tr의 2차측은 회로에서 분리된다. 이때 Lm, Lk, Cr이 함께 공명에 참여하게 된다. 실제 회로에서는 Lm이 Lk보다 훨씬 크다. 따라서 이 단계에서는 여자전류와 공진전류가 변하지 않는다고 볼 수 있다.
위의 상세한 분석을 통해 우리는 이 두 가지 유형의 소프트 스위칭 컨버터의 작동 원리와 특성을 어느 정도 이해했습니다. 다음은 이들 간의 차이점을 비교하여 이들에 대한 이해를 더욱 깊게 할 것입니다.
2 두 변환기의 차이점 비교
하프 브리지 플라이백 컨버터와 하프 브리지 공진 컨버터는 모두 소프트 스위칭 컨버터이지만 둘 사이에는 본질적인 차이점이 있습니다. 하프 브리지 플라이백 컨버터는 PWM 유형이고, 하프 브리지 공진 컨버터는 PFM입니다. 따라서 제어방식, 2차 정류관의 전압 스트레스, 1차측의 전류 스트레스에 큰 차이가 있습니다. 이러한 차이점은 아래에서 자세히 분석됩니다.
2.1 제어방식 비교
하프 브리지 플라이백 컨버터는 스위치 튜브의 듀티 사이클을 조정하여 출력 전압을 조정합니다. 입력 전압 변동 범위가 상대적으로 크면 스위치 튜브의 듀티 사이클 변동 범위도 상대적으로 큽니다. 이론적으로 하프 브리지 플라이백 컨버터의 듀티 사이클은 0.5를 초과할 수 있으므로 더 넓은 입력 전압 범위에 적응할 수 있습니다. 따라서 하프 브리지 플라이백 컨버터의 전원 차단 유지 시간 특성은 비교적 양호하며 전원 차단 유지 시간에 대한 요구 사항이 상대적으로 높은 경우에 널리 사용될 수 있습니다.
하프 브리지 플라이백 컨버터와 비교하여 하프 브리지 공진 컨버터는 스위칭 주파수를 조정하여 출력 전압을 조정합니다. 즉, 듀티 사이클은 다양한 입력 전압에서도 변하지 않습니다. 이론적으로 하프브리지 공진형 컨버터의 듀티 사이클은 0.5를 초과하지 않습니다. 따라서 하프 브리지 플라이백 컨버터에 비해 입력 전압 범위가 상대적으로 좁고 전원 차단 유지 시간 특성이 상대적으로 좋지 않습니다.
2.2 2차 정류기 전압 스트레스 비교
하프 브리지 플라이백 컨버터의 작동 원리를 분석하면 다음 공식과 같이 2차 다이오드의 전압 스트레스를 계산하는 방법을 얻을 수 있습니다.
이런 식으로 입력 전압이 변하면 2차 다이오드 전압의 변화를 이해할 수 있다.
그림 5는 출력 전압이 48V일 때 2차 정류기의 전압 변화를 보여줍니다. 입력 전압이 상대적으로 높으면 D1의 전압도 상대적으로 높습니다. 따라서 D1은 내전압 정격이 상대적으로 높은 다이오드를 사용해야 하며 이로 인해 회로 손실과 재료 비용이 증가합니다.
동일한 조건에서 하프 브리지 공진 컨버터의 2차 다이오드에 대한 전압 스트레스는 하프 브리지 플라이백 컨버터의 전압 스트레스보다 훨씬 작습니다. 왜냐하면 하프 브리지 공진 컨버터에 있는 2차 다이오드의 전압 스트레스가 출력 전압의 두 배이기 때문입니다. 따라서 하프브리지 공진형 컨버터에서는 상대적으로 내전압이 낮은 다이오드를 선택할 수 있어 회로의 효율을 향상시키고 재료비를 절감할 수 있다.
2.3 2차 다이오드의 턴온 비교
하프 브리지 플라이백 컨버터를 분석한 결과 2차 다이오드가 하드 온되어 있고 손실이 상대적으로 크다는 것을 알 수 있습니다. 하프 브리지 공진형 컨버터의 분석을 통해 2차 다이오드가 제로 전류 스위치이고 손실이 상대적으로 작아 컨버터의 효율을 향상시킬 수 있음을 알 수 있습니다. 따라서 이론적으로 하프 브리지 플라이백 컨버터의 전체 효율은 하프 브리지 공진 컨버터보다 약간 낮습니다(그러나 여전히 다른 컨버터에 비해 훨씬 우수합니다).
2.4 기타 측면
첫째, 하프 브리지 플라이백 컨버터에서 상단 및 하단 스위치의 듀티 사이클은 상보적이므로 하프 브리지 플라이백 컨버터의 변압기에는 DC 바이어스 현상이 있습니다. 하프 브리지 공진형 컨버터에서는 상단 스위치와 하단 스위치의 듀티 사이클이 동일하므로 하프 브리지 공진형 컨버터의 변압기에는 DC 바이어스 현상이 없습니다.
둘째, 하프 브리지 공진 변환기는 스위치 튜브의 작동 주파수를 조정하여 출력 전압을 조정하므로 하프 브리지 공진 변환기의 경우 동기 정류 제어를 달성하는 것이 더 복잡합니다. 하프 브리지 플라이백 컨버터는 스위치 튜브의 듀티 사이클을 조정하여 출력 전압을 조정하므로 하프 브리지 플라이백 컨버터의 경우 동기 정류 제어를 달성하는 것이 비교적 간단합니다.
2.5 현재 스트레스
하프 브리지 공진 변환기의 분석을 통해 전류 스트레스가 상대적으로 높고 출력 전류 리플이 상대적으로 크다는 것을 알 수 있습니다. 하프 브리지 플라이백 컨버터에서는 전류 스트레스가 상대적으로 낮고 출력 전류 리플도 상대적으로 작습니다.
2.6 출력 전압 범위
하프 브리지 플라이백 컨버터의 제어 원리 분석을 통해 하프 브리지 플라이백 컨버터의 출력 전압 범위는 더 넓은 반면, 하프 브리지 공진 컨버터의 출력 전압 범위는 매우 좁다는 것을 알 수 있습니다. 따라서 다중 출력 전압을 갖는 PD 전원 공급 장치 분야에서는 하프 브리지 플라이백 컨버터가 더 적합하며 DC/DC 컨버터를 생략할 수 있습니다.
3 결론
하프 브리지 플라이백 컨버터와 하프 브리지 공진형 컨버터에 대한 분석 및 연구와 제어 방법, 2차 정류기 전압 스트레스 및 2차 개방 비교를 통해 하프 브리지 공진형 컨버터가 고효율을 위한 전원 공급 장치 개발 요구에 더 적합하다는 것을 알 수 있습니다. 하프 브리지 플라이백 컨버터는 PD 전원 공급 장치 분야에 더 적합합니다.
